阻抗变换器是一种两端口微波元件,在微波系统中引入阻抗变换器,可消除系统因特性阻抗不匹配而产生的反射. 为了适应不一样的应用场合,研究者设计研究了不一样的阻抗变换器.如文献[1-3]设计研究了T形、∏形和P型双波段阻抗变换器,主要使用在在多波段工作系统中. 根据微波电路中的宽带要求,官伯然等人[4]设计实现了一款超短波宽带阻抗变换器.另外,如非常规变比阻抗变换器[5]、低频天线]和复数负载阻抗变换器[7]也相继出现,为进一步满足了特定场景对阻抗变换器的需求提供了一定的研究基础.
目前应用较多的阻抗匹配元件有以下3种:四分之一波长阻抗变换器、二项式阻抗变换器和切比雪夫阻抗变换器.李艳芳等人[8]分析了四分之一波长阻抗变换器的原理,但是四分之一波长阻抗变换器工作频带很窄;当工作频率偏离中心频点时,匹配性能急剧下降. 切比雪夫阻抗变换器[9,10]也得到普遍关注,如周越等人[9]对切比雪夫阻抗变换器的设计办法来进行了研究,讨论了2种不同策略方法的设计步骤.通过上述文献发现,研究者针对单一阻抗变换器研究较多,而同时对2种或2种以上的阻抗变换器的研究较少.但是,在实际的工程问题上,针对给定的元件间的阻抗匹配,应该选用什么样的匹配元件是一个重要的课题.
针对以上问题,本文以一个待匹配的端口为BJ70接口,其尺寸为窄边b0=15.799 mm,宽边a0=34.849 mm;另一待匹配端口为已调试好的5.8 GHz矩形波导定向耦合器的接口,其尺寸为窄边b2=16.28 mm,宽边a2=38.19 mm为例,研究了上述3种匹配元件的适用情况.定向耦合器S参数[11]的数值如图1所示.图中S11表示输入反射系数;S31的负值数值上等于耦合度C;差值(S31-S41)数值上等于方向性系数D.
可以看到Γ在θ1、θ2范围内始终不超过Γm.因此为保证Γ有如上所述的分布,我们只需要将式(17)取模后根据式(18)展开成关于cosθ的多项式,整理后让各项系数与式(22)的各项系数一一对应相等即可求出各Γi的值,又由式(8)得到各ki的值,代入到式(14)和(15)即可求得各段特性阻抗的值.
综合上述分析,根据多段二项式阻抗匹配段的最平坦特性,我们基本能从理论上得出多段二项式阻抗变换段设计的S11参数会比四分之一波长阻抗变换器更低的结论.同时,又由于两待匹配段的尺寸很接近,还可以从理论上得出切比雪夫阻抗变换器S11参数的特征会某些特定的程度上趋于二项式阻抗匹配段S11参数特征的结论,而此分析会在本文3.1节的第二个问题中做具体讨论.为验证上述理论分析结果,同时观察其它S参数的情况,本文采用有限元方法仿真设计了三种阻抗变换器.
首先,讨论第1个问题:为什么2.1节中图6的S11似乎并没体现出二项式阻抗变换器的最平坦分布?这是因为在设计阻抗匹配段时,只考虑了某一端口Z0到Zn+1的一系列阻抗匹配,并没考虑定向耦合器内部如小孔和其他端口的反射系数.如果去掉小孔和其他端口进行仿线 GHz范围内是很符合最平坦特征的.切比雪夫也同理,如图9,其基本符合图4中n=3时中间有一个峰值,两边有两个极小值的分布特点.
图8 去掉小孔和其他端口后的S11与频率关系曲线 去掉小孔和其他端口后的S11与频率关系曲线个问题: 为什么本次仿真的切比雪夫阻抗变换器有一定的二项式阻抗变换器的特征?如图9所示,其S11接近“U”型的分布与图2中二项式阻抗变换器反射系数的分布有某些特定的程度的相似.是因为BJ70接口与我们应该匹配的定向耦合器的接口特性阻抗相差不大.这就造成了式(23)和(24)中计算出的二项式和切比雪夫各阻抗匹配段特性阻抗相差很小,进而也就造成了这种相似性.
3) 综合评估我们所要设计定向耦合器的各项指标要求及应用场合,不建议采用切比雪夫设计,首先其方向性的变差导致其频带宽变得很窄;且又因为BJ70波阻抗与需要匹配的端口波阻抗过于接近,我们从理论上就已能得出切比雪夫设计的特点无法很好体现,而在进一步参数优化过程中,各项参数也会趋于三阶二项式设计的参数,导致退变为二项式阻抗变换器.
本文介绍了3种阶梯式阻抗变换器的相关计算推导,并设计了针对BJ70接口的三种阻抗变换器,最后对其进行了仿真验证.通过比较计算分析和仿真验证后的结果,我们不建议采用切比雪夫的设计;而若在设计指标之下还要要求更好的驻波比,则推荐采用二项式的设计;不过综合而言,我们更推荐四分之一波长阻抗变换器的设计,因为其展现出更好的带宽和方向性,以及尽量小的波导尺寸.此外对计算和仿真结果的进一步分析,我们也发现,在两待匹配端口阻抗相接近和设计指标要求的频带宽较时,都不推荐采用切比雪夫阻抗变换器设计.
